在設計常見的DCDC或DCAC等電路時，我們經常遇到需要橋臂直通保護的要求。IGBT通常具有5~10us的短路耐受時間，足以應付大部分短路工況。然而，對于SiC MOSFET器件來說，問題變得復雜了。因為在相同的電流等級下，SiC MOSFET的短路耐受時間通常比IGBT小很多。這主要是因為SiC MOSFET的芯片尺寸比傳統的硅基器件小很多，同時非常薄的外延層使得發熱位置更加集中（詳細原因闡述見談談SiC MOSFET的短路能力）。這給短路保護設計帶來了巨大的挑戰，即使是微小的系統設計差異也會顯著影響SiC MOSFET器件的短路表現。

本文中，我們將通過實驗測試來研究如何運用驅動芯片的退飽和功能（DESAT）來做橋臂直通保護。具體來說，我們將探討哪些因素會影響保護響應時間，以及如何優化短路關斷過程中的過壓問題。值得注意的是，我們的所有測試，都是基于Ⅰ類短路工況，關斷動作都是由驅動芯片1ED3330MC12M本身觸發的，而不是受驅動信號脈寬的限制。

實驗測試平臺搭建

既然要做短路的討論，首先選用的SiC MOSFET本身得有一定的短路能力，比如英飛凌的CoolSiC? G2單管器件在規格書中標稱，在門極電壓為15V下時具有2us的短路耐受時間，具體測試條件如下表所示。但是大家在實際使用中門極電壓往往會用到18V而不是15V，因此，本文將通過具體實驗的方式來展開SiC MOSFET在門極電壓為18V時的短路能力的探索，有一點要注意的是，由于目前沒有批量數據作為極值的界定依據，因此測試結論僅供實際應用參考。

本次實驗選擇了英飛凌的IMZC120R012M2H作為被測器件，驅動板使用的是EVAL-1ED3330MC12M-SiC（文章參考：新品 | 采用半橋架構的 1ED3330MC12M 隔離式柵極驅動的評估板設計），這塊板子上的隔離電源使用了2EP130R作為變壓器驅動器，包含全橋MOS輸出結構，可以通過調整專門的占空比引腳上的電阻值來實現不同隔離驅動電壓的組合（文章參考：《新品 | 頻率和占空比可調的驅動電源用全橋變壓器驅動器評估板》）。母排使用了英飛凌專門給雙脈沖測試插拔適配的評估板EVAL-DCLINK-DPT。兩者圖片如下：

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1ED3330MC12M是英飛凌具有DESAT保護的新款隔離型驅動芯片，輸出電流能力達到+12A/-13A；帶米勒預驅鉗位，能實現最高20A的米勒電流鉗位水平；短路的報錯響應迅速，延時最大200ns；是高壓SiC MOSFET的理想搭檔。

實驗測試結果與現象分析

平臺搭好后，我們將依次來看哪些因素可能影響短路行為的表現。它們分別是門極正電壓，門極負電壓，母線電壓以及短路時間。所有的波形圖中，綠色（通道4）為V_GS，藍色（通道3）為V_DS，紅色（通道2）為I_DS，土黃色（F1）是示波器積分計算的損耗。

結論一：門極正電壓越高，短路電流越大，損耗也越大。如圖1和圖2所示，門極18V下的短路電流，比門極15V下增加了30%多，損耗增加了20%多。

圖1. V_GS=-3V/+15V，V_BUS=800V，I_DSmax=927A，V_DSmax=1127V，E_SC=342.46mJ

圖2. V_GS=-3V/+18V，V_BUS=800V，I_DSmax=1240A，V_DSmax=1270V，E_SC=422.96mJ

從上面兩幅圖的結果來看，由于短路保護響應時間都在1us內，關斷時電應力比較大，有超出1200V的情況。而解決方案將在結論四里分析。

結論二：門極負電壓越低，對短路表現影響很小。短路電流略有增大，但損耗卻略有減小。這是由于門極負壓更低的話會導致短路電流開始上升段的的di/dt有所增大，最終短路保護響應時間卻變短了一點點。下面這幅圖可以和圖1的波形比較來看。

圖3. V_GS=-5V/+15V，V_BUS=800V，I_DSmax=960A，V_DSmax=1163V，E_SC=338.57mJ

結論三：母線電壓的提升會導致短路損耗增加，但短路電流大小幾乎不變，超過母線電壓平臺的尖峰量也幾乎一致，Δ值都是350V左右。圖4的波形是600V下測的，和圖1的800V相同門極條件下的短路情況作對比，損耗降低了30%多。

圖4. V_GS=-3V/+15V，V_BUS=600V，I_DSmax=938A，V_DSmax=937V，E_SC=228.31mJ

結論四：合理地控制短路保護響應時間是能有效關斷短路電流的一個關鍵點。一般來說，在相同的客觀條件下，短路時間越長，損耗越大，芯片由于熱失效的風險就越大。英飛凌SiC MOSFET芯片在短路表現上的好處是開通很快，電流能很快到達峰值，到達峰值之后電流就開始下降，這樣不僅可以為短路爭取到更長的時間，同時由于關斷時電流更小使得關斷的過壓也更低更安全。后面的波形圖中，示波器通道1是驅動芯片DESAT腳上的波形，濾波的電容是100pF的，雖然芯片內部的恒流源是500uA的，但這個電容上電壓上升的速度可能遠大于這個電流源的充電時間且并非是完全線性的，而是呈現先快后慢的趨勢，前面有一段充電非常快的是由于V_DS在那段的dv/dt通過退飽和電路中的二極管結電容來充電，后面慢的是主要是500uA電流源的充電影響。

圖5. 退飽和檢測典型電路

如果這個階段對電容充電能量足夠多的話，會大大減少一類短路保護響應時間，降低短路損耗。當然也可能帶來一些風險，比如時間太短，那么在關斷時電流值可能比較大，則di/dt就高，由于系統里有雜散電感的存在，從而引起非常高的DS電壓尖峰。所以適當地延長短路持續時間有助于降低關斷時DS過壓。和前面圖1的波形對比，圖6的短路時間增加到1.7us后電壓尖峰值從1127V降到了997V。但此時的短路損耗增加到了820.6mJ。

圖6. V_GS=-3V/+15V，V_BUS=800V，I_DSmax=935A，V_DSmax=997V，E_SC=820.6mJ，t_SC=1.7us

結論五：影響短路保護響應時間的因素很多，而且大都還需要在實際的電路中進行調試。包括母線電壓，系統回路的寄生電感，DESAT腳并聯的濾波電容，PCB布線在DESAT腳產生的寄生電容，以及DESAT功能所使用的阻斷電壓的二極管。對于最后一個因素，建議設計時保留兩個串聯的二極管位置，如圖5紅圈里的二極管位置。因為結電容越串越小，使用兩個二極管對比一個二極管產生的分布電流會小一半。考慮這個二極管成本，即使在SiC的開關電路里往往也只使用高壓硅基的超快二極管，如果使用SiC二極管的話，那么即使單獨使用一個，結電容也夠小。這個二極管上的結電容越小，那么由i_C=C*(dv/dt)可知，dv/dt通過二極管結電容產生的分布電流也越小，短路時間會變大。請參考圖7和圖8。然而短路時間大好還是小好不能簡單的一概而論，大了能降低過壓尖峰，小了能降低能量損耗。所以從實際經驗看，在確保不過壓的情況下，建議短路時間設置得越小越好。

圖7. 退飽和檢測電路使用一個二極管

圖8. 退飽和檢測電路使用兩個二極管串聯

最后，給大家一個參考測試結果，用一個18V門極電壓短路且過壓不超的波形來收尾這篇文章吧。如圖9，1.6us+的短路保護響應時間里，器件承受了大約1J的能量，電流達到1255A，短路結束后性能完好無損。本文一系列的實驗做了幾十次短路，器件也沒壞，展示了英飛凌器件遠超規格書定義的品質！

圖11. V_GS=-3V/+18V，V_BUS=800V，I_DSmax=1255A，V_DSmax=1039V，E_SC=1013.7mJ

文中所有波形和結論僅針對本次實驗，希望能給供廣大對SiC MOSFET短路感興趣的朋友們帶來幫助。畢竟在實際應用中，如果功率器件具有一定的短路能力并實現有效的保護，對提升系統整體可靠性而言是非常有利的。而英飛凌的驅動芯片恰恰能助力實現對SiC MOSFET的短路保護。