源來如此｜反激電源小貼士：同步整流如何“擺平”交叉調整率

作者：時間：2026-03-19 來源：TI

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當必須從單一電源生成多路輸出時，反激式拓撲是合理的系統拓撲選擇。由于每個變壓器繞組兩端的電壓與其匝數成正比，因此只需提供正確的匝數即可設置每路輸出的電壓。理想情況下，若調整其中一路輸出的電壓，其他各路將按匝數比縮放并保持穩定。

然而現實中，寄生元件會導致非穩定輸出的負載調整性能下降。回想在電源設計小貼士 72 中， Robert Kollman 演示了如何計算由整流器正向壓降引起的調整誤差。在本電源設計小貼士中，我將進一步探討寄生電感的影響，并說明何使用同步整流器代替二極管大幅改善反激式電源的交叉調整性能。

以 48V 輸入生成兩路 12V、1A 輸出的反激式拓撲為例（簡化仿真模型如圖 1 所示）。理想二極管模型具有零正向壓降和可忽略的電阻。這里忽略了變壓器繞組電阻，只對與變壓器繞組串聯的寄生電感進行建模。這些電感包含變壓器內的漏感以及印刷電路板 (PCB) 走線和二極管內的寄生電感。當您設置這些電感時，兩路輸出能夠完美地相互跟隨，因為當二極管在開關周期的 1-D 部分導通時，變壓器的完美耦合會強制兩路輸出相等。

圖 1 這個簡化的反激式模型仿真了

漏感對輸出電壓調整性能的影響。

現在考慮當向變壓器的兩個次級繞組引入 100nH 漏感，初級繞組串聯 3μH 漏感時，會發生什么。這些電感模擬了電流路徑中的寄生電感，包括變壓器內部的漏感及 PCB 與其他元件中的電感。當初級場效應晶體管 (FET) 關斷時，初級漏感仍有電流流動，次級漏感以 0A 的初始條件開啟 1-D 周期。變壓器磁芯上出現所有繞組共有的基座電壓。此基座電壓可使初級泄漏電流斜降至 0A，并使次級泄漏電流斜升，從而向負載提供電流。

當兩路輸出重載時，電流在整個 1-D 周期內繼續流動，輸出電壓保持良好平衡，如圖 2 所示。但是，當一路輸出重載而另一路輸出輕載時，輕載輸出上的輸出電容器往往會通過此基座電壓進行峰值充電；當電流快速恢復到零時，其輸出二極管將停止導通。請參閱圖 3 中的波形。這種寄生電感導致的峰值充電效應，其對交叉調整性能的影響通常遠大于整流器正向壓降的影響。

圖 2 當對兩路輸出都施加重載時，次級繞組電流在整個 1-D 周期內都會在兩個次級繞組中流動。在上方的紅色跡線上可以看到基座電壓。

圖 3 重載的次級 1 和輕載的次級 2 繞組。

基座電壓對次級 2 繞組的輸出電容器進行峰值充電。

同步整流器有助于緩解此問題，它們在整個 1-D 周期內強制電流在兩個繞組中流動，無論負載大小。圖 4 顯示了與圖 3 相同負載條件下的波形，但將理想二極管替換為理想同步整流器。由于同步整流器在基座電壓減小后仍保持導通，因此即使負載嚴重不平衡，兩路輸出電壓也能很好地相互跟隨。

雖然次級 2 繞組的平均電流非常小，但均方根 (RMS) 含量仍然很高。這是因為：與圖 3 中的理想二極管不同，同步整流器會在整個 1-D 周期內強制電流連續流動。有趣的是，要使平均電流值較低，此期間的大部分時間內電流必須為負值。

顯然，這是以更高的環流為代價換取更優的調整性能。但這未必會導致整體損耗增加。同步整流器的正向壓降通常遠低于二極管，因此在重載工況下使用同步整流器的效率通常要高得多。

圖 4 將二極管替換為同步整流器會強制電流在兩個次級繞組中流動，并消除來自基座電壓的峰值充電。

可以在圖 5 中看到對交叉調整性能的影響。在這里，輸出 1 上的負載穩定在 1A，而輸出 2 上的負載從 10mA 擺動至 1A。在負載低于 100mA 時，由于基座電壓的峰值充電效應，使用二極管時交叉調整性能會嚴重下降。

請記住，您只需關注漏感的影響，因為這些仿真使用了理想二極管和理想同步整流器。若考慮電阻性損耗與整流器正向壓降，同步整流器的優勢將進一步放大，如電源設計小貼士 72 中所述。

因此，為在多路輸出反激式電源中實現卓越的交叉調整性能，請考慮使用同步整流器。作為一種附加優勢，您還可能提升電源效率。?可參考 TI 的 40V 至 60V 輸入 40W 雙輸出隔離反激式轉換器 (6V@4.33A) 和面向 PoE 應用的 3 類雙輸出隔離反激式轉換器參考設計，這些均是采用同步整流器的反激式電源示例。