諸如雙向電容-電感-電感-電感-電容 (CLLLC) 的單級隔離式轉換器，是儲能系統 (ESS) 中常見的轉換器類型，用于節省系統成本并提高功率密度。CLLLC 的增益曲線更平坦，但是當開關頻率 (f_s) 高于串聯諧振頻率 (f_r) 時，增益曲線會變得過度平坦。變壓器和 MOSFET 的寄生電容也會顯著影響轉換器增益[1]，這將導致轉換器的輸出電壓超出穩壓范圍。在本期電源設計要點中，我將介紹一種 CLLLC 控制算法和一種同步整流器 (SR) 控制方法，以消除這種非線性，并使用 3.6kW 原型轉換器來驗證性能。圖 1是住宅 ESS 的方框圖。

圖 1 具有雙向功率因數校正 (PFC)/逆變器、雙向 DC/DC 轉換器和最大功率點跟蹤 (MPPT) 的住宅 ESS 方框圖。

控制級中的設計注意事項

圖 2 展示了具有寄生電容器的全橋 CLLLC 諧振轉換器的電路拓撲。此拓撲由對稱諧振回路和全橋結構組成。

圖 2 具備寄生電容器的全橋 CLLLC 轉換器的電路拓撲。

圖 3 展示了 CLLLC 的理想增益曲線。與 LLC 轉換器類似，變頻控制是適用于 CLLLC 諧振轉換器的常用控制方案。

圖 3 使用變頻控制的理想 CLLLC 增益曲線。

如前所述，當 f_s 超過 f_r 時，增益曲線是平坦的。此外，隨著功率等級增加，轉換器需要在電池側并聯更多 FET 以處理更大的電流，這意味著輸出全橋 FET 上的輸出電容 (C_oss) 將非常大。考慮到變壓器繞組間電容和 C_oss 的寄生參數，高頻率下的非單調增益曲線現象明顯，這一現象與輕載條件相對應，如 圖 4 所示。

圖 4 考慮寄生參數的 CLLLC 增益曲線，

例如變壓器繞組間電容和 C_oss。

在這種情況下，頻率控制沒有作用。打嗝模式是一種解決 CLLLC 諧振轉換器非單調特性的常用方法，但該方法不適用于電池應用，因為轉換器需要在電池電壓較低時提供高電流。脈寬調制 (PWM) 和相移控制可以解決該問題，但 PWM 控制將使晶體管在硬開關狀態下工作，導致效率降低且工作頻率受到限制。因此，相移控制是更好的選擇。

控制邏輯

圖 5 展示了頻率和相移混合控制的方案圖表。啟動期間電池電壓較低，因此轉換器需要使用低充電電流進行軟啟動，以便限制高電流峰值并延長電池壽命。如果諧振電感值或頻率不夠高，則在高頻下軟啟動的效果有限。當電池充電至接近滿電量時，它將以小電流涓流充電并保持恒定電壓。這兩種情況都對應于轉換器的輕負載條件。在輕負載條件下，輸出電壓往往會因寄生電容而上升，并最終可能根據之前的分析超出穩壓范圍；相移控制有助于在此狀態下調節輸出電壓。控制器的計算結果決定了轉換器是否需要進入相移模式。

圖 5 不同充電狀態下的控制方案。請注意，啟動期間電池電壓較低，因此轉換器需要以低充電電流進行軟啟動，以限制電流尖峰并延長電池壽命。

圖 6 展示了頻率和相移之間的調制切換。當負載降低時，頻率將增加以調節輸出電壓。如果計算得出的最大頻率高于設置值，轉換器將進入相移調制；當負載增加時，相移角將減小以便調節輸出電壓。當相移角降至零時，轉換器將再次進入頻率模式。

圖 6 頻率與相移模式之間的控制方案。當負載減小且相移角為零時，頻率將增加以調節輸出電壓（頻率模式）。如果最大頻率高于設置值，則相移角會減小以調節輸出電壓（相移模式）。

寄生電容引起的一些問題

MOSFET 的 C_oss 在相移模式下也會產生這種影響；槽電流將與這些電容器一起振蕩，如 圖 7 所示。

圖 7 開環相移模式下的槽電流波形。

圖 8 繪制了在考慮和不考慮 MOSFET C_oss 的情況下，CLLLC 轉換器的增益比較圖。根據圖中所示，增益曲線中會出現波動。在這種情況下，控制器可能會在閉環控制下將相移角調整到錯誤方向，從而導致較大的電流峰值。

圖 8 使用和不使用 C_OSS 時相移模式下的增益曲線。

增益問題解決方案

為了消除增益的非單調性，采用 圖 9 中所示的 SR 控制可以解決該問題。在諧振回路電流振蕩期間，同時導通兩個上部或兩個下部 SR 開關會暫時短接變壓器的次級繞組，因此 C_oss 不會參與諧振。

圖 9 提出的用于消除增益非單調性的 SR 控制方案。

圖 10 展示了測試結果；與圖 8 相比沒有產生振蕩。有關更詳細的分析和測試結果，請參閱參考[2]。

圖 10 使用建議的控制方案（灰線）時相移模式下的增益曲線。

實驗結果

原型[3]使用此控制方案來驗證性能。圖 11 顯示了軟啟動波形，圖 12 顯示了使用建議的控制方案時，在相移模式下的諧振回路電流波形。

圖 11 相移軟啟動，輸出功率為 750 W。

圖 12 使用建議方案時，相移模式下的諧振回路電流波形。

圖 13 和 圖 14 展示了頻率/相移調制開關測試。根據測試波形，啟動電流限制在 28A 以內，輸出功率為 750W。諧振回路電流不會出現振蕩，并且轉換器可以在不同的工作條件下平穩地更改調制。

圖 13 相移和頻率調制開關：5A 負載的頻率模式。

圖 14 相移和頻率調制開關：負載為 1A 的相移模式。

結語

建議的頻率和相移混合控制方案限制了啟動階段的浪涌電流，并使增益在輕負載條件下呈線性。轉換器可以在頻率調制和相移調制之間平穩切換。此外，相移控制還會引入非單調增益問題，并使具有較大 C_OSS 的設計中的電流出現振蕩。建議的 SR 控制方法有助于解決電流振蕩問題并使增益保持單調。

參考資料

1. Lee、Byoung-Hee、Moon-Young Kim、Chong-Eun Kim、Ki-Bum Park 和 Gun-Woo Moon，“Analysis of LLC Resonant Converter Considering Effects of Parasitic Components”。發表于 INTELEC 2009 — 第 31 屆國際電信能源會議，韓國仁川，2009 年 10 月 18-22 日，第 1-6 頁。

2. Tai、Will、Guangzhi Cui 和 Sheng-Yang Yu、“Gain Optimization Control Method for CLLLC Resonant Converters Under Phase Shift Mode.”發表于 PCIM Europe 2024；電力電子、智能運動、可再生能源和能源管理國際展覽與會議、德國 Nürnberg，2024 年 6 月 11 - 13 日，第 2513 - 2518 頁。

3. Cui、Guangzhi。n.d.“3.6kW 雙向 CLLLC 諧振轉換器參考設計”。德州儀器 (TI) 參考設計編號 PMP41042。2024 年 11 月 6 日訪問。