今天要討論的主題就是雙管反激變換器。在1500V的光伏，儲能系統中，雙管反激變換器和1700V SiC MOSFET是經典的黃金搭檔，今天我們就講述采用1700V SiC MOSFET IMBF170R450M1作為開關管所發生的故事，如圖1。

圖1.采用IMBF170R450M1的雙管反激變換器

雙管反激變換器的工作原理是兩個開關管共一個PWM信號，同開同關，沒有單管反激變換器帶來的副邊的反射電壓，單顆開關管上的最高電壓就是全母線電壓，但是，在雙管反激變換器的調試過程中發現，兩個開關管Q1和Q2的關斷電壓Vds幾乎差了一倍，波形見圖2，Vds1和Vds2分別是兩個開關管的DS電壓。

圖2.兩個開關管的Vds電壓不均衡波形

經典拓撲總是能夠在新產品開發階段帶給硬件工程師各種各樣的驚喜，但是在沒有解決問題之前，只有驚沒有喜……。能怎么辦呢？先抑后揚，先苦后甜，先撫平激動的心情，阿Q精神法，然后肝了。

雙管反激的拓撲原理沒錯，那只能是應用中某個細節沒注意到。檢查原理圖，核對PCB，突然發現，兩顆TO263封裝的SiC MOSFET IMBF170R450M1的PCB布局上有點不一樣，見圖3。PCB板上，Q1的漏極D在top層打孔后，在緊密相鄰的信號層鋪銅后幾乎穿過整個TO263封裝底部，然后與其源極S的鋪銅有一部分交疊區域，見圖3中的藍色方框，而Q2則不存在源極D和漏極S的鋪銅交疊。

圖3.兩個開關管PCB不同布局

找到了PCB上的差異之后，則開始思考這種D-S交疊與兩個開關管的關斷電壓不均衡之間的因果關系，D-S這兩個鋪銅之間是高頻的dv/dt，首先想到的就是寄生電容的影響，也許就是這個多出來的寄生電容導致了關斷電壓不均衡。猜歸猜，搭建Simetrix仿真模型驗證一把推測是否靠譜，見圖4，圖5。

Simetrix仿真電路中，將上管D-S并聯了一個2nF的電容，而在下管D-S僅并聯了一個2pF的電容，去模擬開關管因為PCB布局帶來的寄生結電容，雖然容值差異有點夸張，但并不影響結論哈。從圖5的波形，發現了和圖2類似的情況，在DC母線電壓160V的情況下，下管的關斷電壓峰值是160V，但是上管的關斷電壓峰值還不到90V，完美復現。

圖4. 雙管反激變換器Simetrix仿真模型

圖5. 雙管反激變換器Simetrix仿真波形

既然確定是PCB布局產生的寄生結電容導致了這個關斷電壓不均衡，那就基于Simetrix仿真波形詳細分析深層次的原因，分析過程見圖6。雙管反激變換器中，理論上兩個開關管應該同開同關，但是，當PWM控制器發出關斷信號后，因為下管的寄生結電容非常小，關斷會非常迅速，在下管完全關斷后，上管仍然處于導通狀態，所以全部的母線電壓都加到了先關斷的下管，而上管后關斷，所以其關斷電壓遠低于全母線電壓。

圖6. PCB寄生結電容影響電壓不均衡的原理分析

接下來繼續挖寄生結電容產生的原因，回到到電容的本質，任意兩個相鄰的極板之間都會產生電容，而且距離越近，面積越大，產生的電容值越大，計算公式見（1）。

圖7.相鄰兩塊極板的電容效應

寄生電容計算清楚后，再繼續深挖PCB板產生寄生電容的原因，以圖8的6層板為例，GTL，L2， L3，L4，L5，GBL就是可以用來走線、鋪銅的信號層，PP則是介電層，用于相鄰兩個信號層之間的電氣絕緣，厚度通常約100微米，中間兩個藍色的，則是大家熟知的環氧材質FR4芯板。

圖8. 典型6層PCB板的壓合結構

回到圖3兩個開關管的D-S不同鋪銅方式，開關管Q1的D-S分別在GTL和L2層，鋪銅之間僅隔了一層厚度約100微米的PP介電層，D-S重疊的面積還不小，所以，這個寄生的D-S結電容不大才怪。

再給另外一個開關管并聯上一個100pF電容后，上電測量，OK，兩個開關管電壓等高了，不再一高一低。終于撥云見日，心情大好！

最后，修改PCB板，開關管的D-S鋪銅避開，不發生交疊，問題完美閉環。