電源抑制 （PSR）： 在圖2所示的電路中，電源噪聲幾乎直接耦合到輸出揚聲器，具有很小的抑制作用。發生這種情況是因為輸出級晶體管通過一個非常低的電阻將電源連接到低通濾波器。濾波器抑制高頻噪聲，但所有音頻頻率都會通過，包括音頻噪聲。關于對單端和差分開關輸出級電路電源噪聲影響的詳細說明請參看深入閱讀材料3。

　　如果不解決失真問題和電源問題，就很難達到PSR優于10 dB，或總諧波失真（THD）優于0.1%。甚至更壞的情況，THD趨向于有害音質的高階失真。

　　幸運的是，有一些好的解決方案來解決這些問題。使用具有高環路增益的反饋（正如在許多線性放大器設計中所采用的）幫助很大。LC濾波器輸入的反饋會大大提高PSR并且衰減所有非LC濾波器失真源。LC濾波器非線性可通過在反饋環路中包括的揚聲器進行衰減。在精心設計的閉環D類放大器中，可以達到PSR 》 60 dB和THD 《 0.01%的高保真音質。

　　但反饋使得放大器的設計變得復雜，因為必須滿足環路的穩定性（對于高階設計是一種很復雜的考慮）。連續時間模擬反饋對于捕獲有關脈沖時序誤差的重要信息也是必需的，因此控制環路必須包括模擬電路以處理反饋信號。在集成電路放大器實現中，這會增加管芯成本。

　　為了將IC成本減至最低，一些制造商喜歡不使用或使用最少的模擬電路部分。有些產品用一個數字開環調制器和一個模數轉換器來檢測電源變化，并且調整調制器行為以進行補償，這可以參看深入閱讀資料3。這樣可以改善PSR，但不會解決任何失真問題。其它的數字調制器試圖對預期的輸出級時序誤差進行預補償，或對非理想的調制器進行校正。這樣至少會處理一部分失真源，但不是全部。對于音質要求寬松的應用，可通過這些開環D類放大器進行處理，但對于最佳音質，有些形式的反饋似乎是必需的。

　　調制技術

　　D類放大器調制器可以有多種方法實現，擁有大量的相關研究和知識產權支持。本文只介紹基本概念。

　　所有的D類放大器調制技術都將音頻信號的相關信息編碼到一串脈沖內。通常，脈沖寬度與音頻信號的幅度相聯系，脈沖頻譜包括有用的音頻信號脈沖和無用的（但無法避免）的高頻成分。在所有方案中，總的綜合高頻功率大致相同，因為在時域內波形的總功率是相同的，并且根據Parseval定理，時域功率必須等于頻域功率。但是，能量分布變化很大：在有些方案中，低噪聲本底之上有高能量音調，而在其它方案中，能量經過整形消除了高能量音調，但噪聲本底較高。

　　最常用的調制技術是脈寬調制（PWM）。從原理上講，PWM是將輸入音頻信號與以固定載波頻率工作的三角波或斜波進行比較。這在載波頻率條件下產生一串脈沖。在每個載波周期內，PWM脈沖的占空比正比于音頻信號的幅度。在圖7的例子中，音頻輸入和三角波都以0 V為中心，所以對于零輸入，輸出脈沖的占空比為50%。對于大的正輸入，占空比接近100%，對于大的負輸入，占空比接近0%。如果音頻幅度超過三角波的幅度，就會發生全調制，這時脈沖串停止開關，占空比在具體周期內為0%或100%。

　　PWM之所以具有吸引力是因為它在幾百千赫PWM載波頻率條件下（足夠低以限制輸出級開關損失）允許100 dB或更好的音頻帶SNR。許多PWM調制器在達到幾乎100%調制情況下也是穩定的，從原理上允許高輸出功率，達到過載點。但是，PWM存在幾個問題：首先，PWM過程在許多實現中會增加固有的失真（參看深入閱讀資料4）；其次，PWM載波頻率的諧振在調幅（AM）無線電波段內會產生EMI；最后，PWM脈寬在全調制附近非常小。這在大多數開關輸出級柵極驅動電路中會引起問題，因為它們的驅動能力受到限制，不能以重新產生幾納秒（ns）短脈寬所需要的極快速度適當開關。因此，在基于PWM的放大器中經常達不到全調制，可達到的最大輸出功率要小于理論上的最大值，即只考慮電源電壓、晶體管導通電阻和揚聲器阻抗的情況。

　　一種替代PWM的方案是脈沖密度調制（PDM），它在給定時間窗口（脈沖寬度）的脈沖數正比于輸入音頻信號的平均值。其單個的脈寬不像PWM那樣是任意的，而是調制器時鐘周期的“量化”倍數。1 bit Σ-Δ調制是PDM的一種形式。

　　Σ-Δ調制中的大量高頻能量分布在很寬的頻率范圍內，而不是像PWM那樣集中在載波頻率的倍頻處，因而Σ-Δ調制潛在的EMI優勢要好于PWM。在PDM采樣時鐘頻率的鏡像頻率處，能量依然存在；但在3 MHz～6 MHz典型時鐘頻率范圍，鏡像頻率落在在音頻頻帶之外，并且被LC低通濾波器強烈衰減。

　　Σ-Δ調制的另一個優點是最小脈寬是一個采樣時鐘周期，即使是對于接近全調制的信號條件。這樣簡化了柵極驅動器設計并且允許按照理論上的全功率安全工作。盡管如此，1 bitΣ-Δ調制在D類放大器中不經常使用（參看深入閱讀資料4），因為傳統的1 bit調制器只能穩定到50%調制。還需要至少64倍過采樣以達到足夠的音頻帶SNR，因此典型的輸出數據速率至少為1 MHz并且功率效率受到限制。

　　最近已經開發出自振蕩放大器，例如在深入閱讀資料5中介紹的一種。這種放大器總是包括一個反饋環路，以環路特性決定調制器的開關頻率，代替外部提供的時鐘。高頻能量經常要比PWM 分布平坦。由于反饋的作用可以獲得優良的音質，但該環路是自振蕩的，因此很難與任何其它開關電路同步，也很難連接到無須先將數字信號轉換為模擬信號的數字音頻源。

　　全橋電路（見圖3）可使用“三態”調制以減少差分EMI。在傳統的差分工作方式中，半橋A的輸出極性必須與半橋B的輸出極性相反。只存在兩種差分工作狀態：輸出A高，輸出B低；輸出A低，輸出B高。但是，還存在另外兩個共模狀態，即兩個半橋輸出的極性相同（都為高或都為低）。這兩個共模狀態之一可與差分狀態配合產生三態調制，LC濾波器的差分輸入可為正、零或負。零狀態可用于表示低功率水平，代替兩態方案中在正狀態和負狀態之間的開關。在零狀態期間，LC濾波器的差分動作非常小，雖然實際上增加了共模EMI，但減少了差分EMI。差分優勢只適用于低功率水平，因為正狀態和負狀態仍必須用于對揚聲器提供大功率。三態調制方案中變化的共模電壓電平對于閉環放大器是一個設計挑戰。

　　圖7. PWM原理和例子

　　EMI處理

　　D類放大器輸出的高頻分量值得認真考慮。如果不正確理解和處理，這些分量會產生大量EMI并且干擾其它設備的工作。

　　兩種EMI需要考慮：輻射到空間的信號和通過揚聲器及電源線傳導的信號。D類放大器調制方案決定傳導EMI和輻射EMI分量的基線譜。但是，可以使用一些板級的設計方法減少D類放大器發射的EMI，而不管其基線譜如何。

　　一條有用的原則是將承載高頻電流的環路面積減至最小，因為與EMI相關的強度與環路面積及環路與其它電路的接近程度有關。例如，整個LC濾波器（包括揚聲器接線）的布局應盡可能地緊密，并且保持靠近放大器。電流驅動和返回路印制線應當集中在一起以將環路面積減至最小（揚聲器使用雙絞線對接線很有幫助）。另一個要注意的地方是當輸出級晶體管柵極電容開關時會產生大的瞬態電荷。通常這個電荷來自儲能電容，從而形成一個包含兩個電容的電流環路。通過將環路面積減至最小可降低環路中瞬態的EMI影響，意味著儲能電容應盡可能靠近晶體管對它充電。

　　有時，插入與放大器電源串聯的RF扼流線圈很有幫助。正確布置它們可將高頻瞬態電流限制在靠近放大器的本地環路內，而不會沿電源線長距離傳導。