由以上公式推理可得iLa和iLb的波形如圖5所示。由于電流的連續模式，a相電感放電階段不會回零，且變化斜率由相電壓幅值決定，如式(1)、式(3)所示。由于單相電路等效為Boost電路，當電路運行在CCM模式，占空比計算如式(5)所示：

式中：Uo1是上半橋的輸出電壓。
第2階段[π／3～2π／3]，正相電流只有a相，所以開關的通斷只會引起iLa的變化。
第3階段[2π／3～5π／6]，a相和b相電壓為正，開關的通斷會引起iLa，iLb的變化。電路分析過程均和第一階段類似。通過上面的分析可知。在[π／6～5π／6]控制a相的電流跟隨其最大相電壓，既可以使a相的電流得到最大的補償，又可以使相鄰相的電流得到一定補償。這種控制方法簡單，可行性高，但由于電路處于部分解耦狀態，在第l(或3)階段無法對c(或b)相進行獨立控制，補償效果并不理想，如何優化控制以減小c(或b)電流諧波仍有待解決。

2 CCM模式下的控制和仿真
2．1 控制分析
按電感電流是否連續，APFC電路的工作模式可以分為連續導電模式(CCM)、斷續導電模式(DCM)和介于兩者之間的臨界斷續導電模式(DCM boundary)。該電路可以工作在DCM和CCM模式下。工作在DCM模式下，THD仍然較大。本文使用平均電流控制技術，由于平均電流控制電路具有體積小，重量輕，系統噪聲小，穩定性高等優點，因而得到了廣泛的應用。總控制框圖如圖6所示。

結合第1節的分析，它的基本控制原理是：采用雙閉環控制策略，即電壓外環和電流內環相結合。電壓外環的任務是采樣輸出電壓和給定比較，差值經過PI調節和三相交流電壓的最大(最小)值相乘作為相位給定，再取樣實際輸入的三相電流的最大(最小)值，兩者的差值和三角載波比較產生驅動信號，驅動MOS管。上、下橋臂的MOS管完全獨立，互不影響。這樣控制的好處是：在最大程度上(2π／3的區間里)對每相進行最優控制，控制算法簡單，采用數字化的控制方法，成本低。性價比高。實際的校正過程是(以正半橋為例)：當輸出大于400 V，誤差為正，經過PI調節，誤差被正向放大，經乘法器得到與輸入電壓同相位的單位正弦電流也相應增大，與實際電流的差值增加，使PWM的占空比增大，輸出電壓減小。