由于低噪放的噪聲系數較小，可以直接用噪聲系數儀測量。實驗中用Agilent公司生產的N8973A噪聲儀進行測量，由于接收機所使用的低噪放直流供電在輸出端，而噪聲系數儀的輸入端不能直接接直流電，故測量時要在放大器的輸出接隔直電容再連入噪聲儀。

　　對于接收機中噪聲系數較大的網絡，需要用上文提到的優化Y因子的測量方法，由于接收機本身的構造以及此種方法中需要放大器工作在放大／不放大2 種狀態，測量中需要設計控制電路來達到測量要求。如圖3，虛線方框內為實驗設計的通道切換和前置放大器控制電路、方框外為接收機模型、放大器輸入端用50 Ω替代接收線圈提供噪聲輸入，同時為了簡化框圖，只畫出接收機的放大器后2級。在MRI射頻接收機中，為低噪聲放大器供電的電壓(DC+10 V，如圖3所示)是從系統的RF芯線即信號線引出的，測試設計中在每一路放置1個直流開關(K1～K8)控制放大器供電電壓的通斷。C3為隔直電容， L1，L2起到阻斷射頻信號，導通直流的作用，當某一路直流開關K閉合，10 V直流電壓通過L2，L1到達放大器輸出端，為放大器供電，使該路處在噪聲放大狀態。當K斷開時放大器無供電電壓，起不到噪聲放大作用。控制直流開關K的通斷即可為接收機的每一級測試提供冷熱噪聲源。

　　測試中，設置各路開關的控制線，使要測的那路導通，其余路斷開，閉合該通道的直流開關，然后用頻譜儀測量輸出的噪聲譜密度PNO_n，而后斷開該路的直流開關，再用頻譜儀測量輸出的噪聲譜密度PNO_n，由于室溫T0(290 K)的噪聲譜密度P。約為-174 dBm，設噪聲源的等效溫度為Tn，Tn，可得：

　　實驗用的頻譜儀為Agilent公司的F4411B，測試的中心頻率為63.6 MHz，SPAN取20 MHz。選取“Function”中的“Noise，設定合適的VBW／RBW，調節RefLevel使頻譜儀位于噪聲基底，當Ref Level取-63 dBm時達到噪聲基底，經“Average”后顯示為-153.1 dBm。控制每路CON線，使得通路再8個信道轉換，重復以上的測量步驟，便可得到每一路的噪聲系數。

　　4結 語

　　利用此種方法對MRI射頻接收機各個通道切換下的各級進行了噪聲系數測試，實測的各個通道與設計中定義的指標值相差0.2 dB范圍內，且由于高頻通信系統的接收部分具有一定的共性，即通常下考慮整個接收機的噪聲系數特性，接收機的第一級都要接前置低噪聲放大器。故此類方法可以推廣到其他的射頻接收機當中。

　　本文解決了射頻接收機多路信道噪聲系數比較以及接收機不同模塊的噪聲系數測量。獨創性地利用接收機前端的低噪聲放大器提供冷熱噪聲源優化Y因子測量方法，并以MRI射頻接收機為例設計出性能優越的多路射頻開關實現信道切換，實踐證明該方法是適用而有效的。